物理过程的现实使我们无法获得具有完美精度、零噪声、无限大开环增益、转换率和增益带宽乘积的理想交付。然而，我们期待着一代又一代的放大器比前一代更好。然后，低1/f下一步噪声运放会怎么样？

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回到1985年，AD的GeorgeErdi设计了LT1028。30多年过去了，该设备仍然是市场上低频条件下电压噪声最低的运输方式，kHz输入电压噪声密度为0.85nV/√Hz，在0.1Hz至10Hz输入电压噪声为35nVP-P。直到今年，一种新型放大器LT6018才对LT挑战1028的地位。LT6018的0.1Hz至10Hz输入电压噪声为30nVP-P，并具有一个1Hz的1/f但其宽带噪声为1.2nV/√Hz。结果是，LT6018AD官方代理适用于低频应用的低噪声选择，LT1028可以为许多宽带应用程序提供更好的性能。

图1：LT1028和LT6018积分电压噪声

噪音很烦人

但是，对于给定频段，选择最低电压噪声密度(en)与放大器相比，低噪声电路的设计要复杂得多，其他噪声源开始工作，不相关的噪声源与平方根之和相结合。

图2：运放电路噪声源

首先，将电阻器视为噪声源。与电阻值的平方根成比例的电阻自然具有噪声。在300K在温度下，任何电阻的电压噪声密度为en=0.13√RnV/√Hz。这种噪也可视为诺顿(Norton)等效电流噪声：in=en/R=0.13/√RnA/√Hz。因此，电阻器有一个17zeptoWatts噪声功率。优良的运输功率将低于该值。例如：LT6018噪声功率(1kHz测量频率)约为1zeptoWatt。

源电阻、增益电阻和反馈电阻分别在图2的运放电路中(RS、R1和R2)都是产生电路噪声的因素。在计算噪声时，在电压噪声密度中使用√Hz会引起混淆。但是，加在一起的是噪声功率，而不是噪声电压。因此，如果需要计算电阻器或输放的积分电压噪声，则应将电压噪声密度乘以频段内赫兹数的平方根。例如，一个100Ω电阻器在1MHz带宽内具有1.3μVRMS的噪声(0.13nV/√Ω*√100Ω*√1,000,000Hz)。带宽乘以1.57，以捕获较高带宽范围内的噪声。峰至峰值而不是峰至峰值RMS为了表达噪声，应乘以一个因子6(而不是正弦波信号使用的2).8)。考虑到这些因素，使用一个简单的1MHz1000低通滤波器Ω电阻器的噪音接近9.8μVP-P。

此外，由每个输入电流引起的输入电流噪声(in-和in )。这些电阻与它们流入(仅in-来说为R1与R2.并联电阻，而就in 而言则为R1与RS并联电阻)乘以欧姆定律的魔力产生电压噪声。从放大器中看(图3)，电流噪声由多个噪声源组成。

图3:运输差异对中的相关和不相关噪声源

就宽带噪声而言，两个输入晶体管都有与其基极相关的点噪声(ini-和ini )，这些噪音是无关紧要的。输入尾部电流源的噪声(int)在两个输入之间产生相关噪声(在每个输入中int/2β)。如果两个输入上承载的电阻相等，则每个输入上的相关电压噪声也相等并抵消（根据放大器的共模抑制能力），因此主要留下无关噪声。这在产品手册中被列为平衡电流噪声。如果两个输入上的电阻极大地失配，则相干和不相干噪声分量保留，而且电压噪声以平方根之和相加。这在一些产品手册中被列为不平衡噪声电流。

LT1028和LT6018年的电压噪声低于1000Ω电阻器(室温为1.3nV/√Hz)，因此，在高源电阻的情况下，电压噪声通常不是电路噪声的限制因素。当源电阻低得多时，放大器的电压噪声将开始占据主导地位。当源电阻很高时，放大器的电流噪声处于主导地位，而对于中等水平的源电阻，电阻器的约翰逊(Johnson)噪声有决定性的影响（对于那些没有过高噪声功率的人）。平衡放大器的电流噪声和电压噪声（因此两者都不处于主导地位）的电阻等于放大器的电压噪声除以其电流噪声。中点电阻也是如此，因为电压和电流噪声随频率而变化。对于非平衡电源，10Hz时LT6018中点电阻约为86Ω;而在10kHz时则大约为320Ω。

尽量减少电路噪声

那么，设计工程师要采取什么措施来最大限度地降低噪声呢?将等效电阻降低到低于放大器的中点电阻是处理电压信号的好起点。对于许多应用来说，源电阻是由前面的电路级(通常是一个传感器)固定的。可选择小增益和反馈电阻器。然而，由于反馈电阻构成了输出负载的一部分，因此存在放大器的输出驱动能力、可接受的热量和功率消耗的限制。除输入电阻外，还应考虑频率。总噪声包括整个频率范围内积分的噪声密度。过滤噪声高于(或包括低于)信号带宽的频率非常重要。

在电流的跨阻抗应用中，放大器的输入需要采取不同的策略。在这种情况下，反馈电阻的约翰逊噪声以其电阻值的平方根因子增加，但信号增益的增加与电阻值呈线性关系。所以，最好的SNR利用电压能力或电流噪声允许的最大电阻。如果您想了解有趣的例子，请参见LTC6090产品手册第26页的应用电路。

噪音等头痛问题

噪声只是误差的来源，应考虑其他误差源的环境。输入失调电压(输入端电压失配)可视为DC噪声。虽然通过一次性系统校准可以显著抑制其影响，但由于机械应力的变化，失衡电压会随着温度的起伏和时间的推移而变化。此外，它还伴随着输入电平(CMRR)和电源(PSRR)而变化。实时系统校准旨在消除由这些变量引起的漂移，很快就变得既昂贵又不切实际。对于温度波动较大的恶劣环境，由于电压失调和漂移而导致的测量不确定性比噪声更强。例如，仅仅因为温度漂移，一个就有5μV/°C温度漂移性能指标在-40°C至85°C温度范围内经历一个625μV输入参考偏移。相比之下，数百纳伏(nV)噪音无关紧要。LT6018拥有0.5μV/°C优异的漂移性能和80μV最大失调规格(从-40°C至85°C)。如果你想获得更好的性能，你可以关注最近推出的LTC2057自动零放大器在-40°C至125°C温度范围小于7μV最大失调电压。其宽带噪声为11nV/√Hz，而其DC至10Hz噪声为200nVP-P。尽管噪音高于LT6018年，但由于其在整个温度范围内具有优异的输入失衡漂移性能，对于低频应用LTC有时候2057更好的选择。此外，值得注意的是，由于偏置电流低，LTC2057年电流噪声比LT6018低得多。LTC2057年低输入偏置电流的另一个优点是，与许多其他零漂移放大器相比，它的时钟馈通非常低。当源阻抗很高时，其他一些零漂移放大器会产生大的电压噪声杂散信号。

在这种高精度电路中，热电偶效应必须最大限度地抑制，这种效应将发生在任何有异质金属结点的场合。不同厂家提供的两根铜线的结点甚至会产生200nV/°C热电势，这比LTC2057年最差漂移高出13倍以上。正确使用这些低漂移电路PCB布局方法非常重要，以匹配或减少放大器输入通路中的结点数，使输入和匹配结点紧密相连，避免热梯度。

结论

噪声是一种基本的物理限制。为了最大限度地减少传感器信号处理过程中的不良影响，必须谨慎选择合适的放置，尽量减少和匹配输入电阻，并设计物理布局。

作者：

BrianBlack，产品营销经理，信号调理产品

GlenBrisebois，高级应用工程师，信号调理产品